同步SVPWM调制策略的初步学习记录

最近项目需要用到一些同步调制SVPWM相关的内容（现在的我基本都是项目驱动了），因此对该内容进行一定的学习。

1 同步SVPWM调制的背景

我们熟知的一些知识是：SVPWM（空间矢量脉宽调制）是一种用于逆变器的调制技术，通过控制开关状态来生成接近正弦波的输出电压。同步和异步的区别主要在于载波频率与参考信号频率之间的关系。

同步 SVPWM 的载波频率是参考信号频率的整数倍，这意味着每个基波周期内的载波比是固定的。这种方法的优点是开关频率固定，谐波分布稳定，便于滤波设计。例如，当参考频率为 50Hz，载波频率为 5kHz 时，每个周期有 100 个载波脉冲。这种同步性使得输出波形在基波周期内重复，减少了谐波的随机性，适合需要稳定谐波特性的应用，适用于需要固定开关频率、稳定谐波特性的场合，如工业电机驱动、电网连接的逆变器等。另外，在高频应用中，优化的开关模式可以减少开关损耗，尤其是开关损耗占比比较大时同步SVPWM是一个较好的选择。

而异步 SVPWM 的载波频率与参考信号频率没有整数倍关系，导致载波比在每个基波周期中变化。这可能导致开关频率不固定，谐波分布更分散，有时被称为随机 PWM。这种方法的优点是可以降低特定频率的谐波峰值，减少电磁干扰（EMI），因为谐波能量被分散到更宽的频带中。但缺点是控制算法更复杂，开关频率的变化可能影响系统的稳定性，尤其是在需要精确控制的场合。异步 SVPWM 可能更适合对 EMI 敏感的环境，或者需要降低特定谐波峰值的应用，如某些消费电子设备或对噪音要求高的场合。有关异步SVPWM的调制细节可参考：

永磁同步电机36问（三）--SVPWM代码实现-CSDN博客​blog.csdn.net/sy243772901/article/details/126064616​编辑

SVPWM 同步调制技术在 PWM 脉冲生成过程中展现出独特的设计自由度 。通过精确调控采样点分布与开关切换序列，可构造具有三重对称性特征的调制波形。这种多维对称调制策略通过数学上的正交性设计，在基波频率整数倍位置形成梳状陷波特性，有效提升了逆变器输出波形的正弦度。相较于传统 SPWM 技术，同步 SVPWM 在抑制特定谐波方面具有先天优势，尤其适合对谐波敏感的精密驱动系统。

2、同步SVPWM的基本原理

两电平逆变器示意图如下所示：

其电压空间矢量分布如下所示：

我们知道异步SVPWM在给定一个电压矢量后，如图中Uref所示，通过区分扇区得到不同的有效电压矢量和零矢量，进行合成输出最终的参考电压。传统七段式SVPWM的合成思路如下图所示：

在这种调制方式中，一个采样周期内会运用两种零矢量和有效矢量来合成目标矢量。不同的矢量作用顺序会带来不同的效果。为确保合成电压矢量具备对称性，通常会将每种矢量的作用时间平分为两份，并对称分布在两侧，进而得到诸如 Uo - U1 - U2 - U₇ - U2 - U1 - Uo 这样的几种矢量作用顺序。从图 能够看出，在这种分配方式下，一个采样周期内基本矢量的作用顺序总共可划分成七段，“七段式” 这一名称便由此得来。目前大多数驱动器都采用七段式SVPWM。

SVPWM同步调制时在传统SVPWM异步调制的基础上提出的一种调制策略，通过对采样点位置和零矢量进行对称性分配，能够保证每个基波周期内特定的相位出现特定的开关序列。或者这么说更加直接：无论电机转速怎么变化，随着基波频率的上升，它每个基波周期内开关序列永远是固定的。我们可以相同推导一下异步SVPWM，它不是根据相位去规定开关序列，它是基于平均值分配原理，随着基波频率上升，一个基波周期内的载波数目逐渐变化，从而导致开关序列出现变化。依据磁链与电压矢量之间的关系：

ψs(t)=∫0t(Vs−Rsis)dτ+ψs(0)

可得同步调制的定子磁链在整个基波周期内形状不发生改变；

最基础的同步调制模式成为传统空间矢量调制策略（conventional space vector strategy），如下图所示，该调制策略在每个扇区的中间设置一个采样点，其余的采样点对称的分布在两侧。每个采样点都通过两个有效电压矢量和两个零矢量组成，可以理解为相位为0-30°时，电压矢量顺序为0-1-2-7；相位为30-60°时，电压矢量为7-2-1-0。其他扇区与此同理，根据采样点去发波，而不是根据电压平均原则去生成PWM。

3 仿真验证

以CSVS9为例进行分析；其扇区分布如下所示；

在该调制策略下，一个基波周期共有18个采样点，每个采样点之间相差20°，即每个采样区间为20°；矢量合成示意图如下所示，由电压矢量相位判定扇区范围；

满足如下关系式：

得到相位之后计算各个电压矢量的作用时间；

不考虑零矢量两侧分布的计算各相占空比(012)；

考虑零矢量两侧分布的计算各相占空比(0127)；

这个是第一扇区的，其他扇区的与此同理；仿真结果基本如下图所示；

将其引用到电机上取得的效果如下图所示，可以看到线电压由9个脉冲组成；这些脉冲整体是半波对称，四分之一对称的。

对其进行FFT分析可得到如下结果，可以看到，该输出电流中不含有奇数谐波，只包含6k+1和6k-1次谐波；

4 一些需要注意的点

下图所示的表为发波的参照，

要想完成这样的发波，需要特别注意PWM的逻辑问题；我们将所需要的波放大进行观察：

比如对于7210的序列，原本基本电压矢量作用时间2和1分别是0.3和0.2个占空比，那么7和0均是0.25个占空比；对于7210的起始电平是高电平，那么就是矢量7对应的开关序列（111）要先持续0.25个占空比，然后是矢量2对应的开关序列（110）要持续0.3个占空比，然后是矢量1对应的开关序列（100）持续0.2个占空比，最后是矢量0对应的开关序列（000）要持续0.25个占空比。从这上面的逻辑来看，其跳变的顺序如下所示：

对于0127序列则与其原理相同，但是这两者开关跳变的逻辑则是不同的；一个载波周期前后给定的电压矢量幅值假设不变，有效电压矢量的时间也是不变的，但是你会发现，对于0127，高电平持续时间最长都是A相，但是A相是最先跳变的，而7210的A相是最后跳变的。

这就出现一个问题：当载波为锯齿波时，跳变的逻辑是不同的，

即7210对应载波大于调制波输出低电平，载波小于调制波输出低电平；

而0127对应载波大于调制波输出高电平，载波小于调制波输出高电平；

可以被确定的是，每个7210和0127都在特定的角度区域，根据角度区域作为判定条件改变跳变逻辑即可；

注：这些都是基于载波是锯齿波的时候；三角波的时候则不需要改变该逻辑；

5 一些有趣的现象

我们大部分的操作都是基于这张表进行的，我在进行仿真的时候发现，假如我们更改一下逻辑；

比如我们把这个表里面的 7210 - 0127 - 7210 改为 1270 - 7210 - 1270；

就可以得到两种不同的结果；我所说的不同是指谐波分布部分，但是都还是9脉冲的同步SVPWM；下图为两种不同序列的对比，他们都实现了只包含6k-1和6k+1次谐波，但是你看他的电流THD就不太一样，并且右边这幅图的低次5次、7次谐波明显小于左边的；但是11次和13次谐波又明显大于左边的；总的来说就是虽然两者实现了相同的目的，但是因此目的带来的不同谐波分布也为后续不同控制目标提供了更多的选择。