【模拟CMOS集成电路笔记】轨到轨运放（Rail to Rail）基础（附带实例：基于1：3电流镜的轨到轨输入运放）

0前言

  因为自己做的一个东西，需要一个轨到轨放大器(RTR)，所以顺便写了笔记，参考了Sansen的《模拟集成电路设计精粹》，只写了一些简单的内容，里面也有一些复杂的电路，虽然都看了，但是也只是浅浅的看了一下….有需要再深入学习。随手用TSMC18工艺，调了一个“基于1:3电流镜的轨到轨输入运放”
  工程文件+testbench需要的可以自取：https://mbd.pub/o/bread/aJWXmp5u

1 简介

  $RTR$其输入电压范围可以从正电源电压 $VDD$ 到负电源电压 $VSS$，输出电压可以接近电源电压的上下限，即使在低电源电压下仍然可以提供较大信号输出摆幅。在以下图电路为例，为使输入级所有晶体管全部处于饱和区，输入电压最高$V_{ds,sat}+V_{gs1,2}$，最低输入电压大约为一个过驱动电压。

  普通的折叠共源共栅结构如图所示，输入电压最低可以达到 $V_{DS10}-V_{TH1}$，这个值可以小于负电压 $VSS$，该电路的输入电位小于 $VSS$，也可以正常工作。

  对于一个放大器，如果增益很大，那么即使输出电压范围达到轨到轨，输入也几乎保持不变，但在某些应用下，需要输入电压范围Vin需要满足：$V_{SS}\le V_{in}\le V_{DD}$，其中最典型的例子就是单位增益的输出缓冲器，为了实现输出轨到轨，它的输入也必须轨到轨跟随；除此之外，全差分放大器的CMFB电路，有时也需要轨到轨输入。

  轨到轨放大器为了解决传统运放在输入和输出范围上的限制，需要设计轨到轨的输入级和输出级，常通过以下技术实现全范围工作：

1.1轨到轨输入级

  传统运的输入级通常采用差分对（如 $NPN$ 或 $NMOS$），其输入范围受限于晶体管的阈值电压和电流源的过驱动电压。轨到轨输入级通过以下方式扩展输入范围：

(1)互补差分对：

  使用N型和P型的折叠共源共栅级输入差分对并联，当输入电压接近$V_{DD}$时，$N$ 型对工作；接近 $V_{SS}$ 时，$P$ 型对工作；在中间电压范围内，两对同时工作，确保全范围覆盖。

(2)输入范围切换：

  为了在全输入范围保证轨到轨放大器拥有高增益和低失真，需要维持放大器总跨导$g_{m,tot}$ 保持恒定，通过电路自动切换输入对的工作状态，在输入对切换时，通过增益补偿电路避免增益跳变，确保线性度。

1.2轨到轨输出级

  传统运放的输出级通常受限于晶体管的饱和电压，导致输出无法接近电源轨。轨到轨输出级常通过以下方式扩展输出范围：

(1)推挽输出：

  使用N型和P型输出晶体管（如NMOS和PMOS）组成推挽结构。当输出接近 $V_{DD}$ 时，P型管导通；接近 $V_{SS}$ 时，N型管导通；在中间电压范围内，两管协同工作，确保低输出阻抗。

(1)输出级偏置：

  通过动态偏置技术，确保输出晶体管在接近电源轨时仍能保持线性工作，优化偏置电路，确保平滑过渡，避免输出级交越失真。

2轨到轨输入运放

折叠共源共栅放大器的输入级如图所示，NMOS输入的电路结构输入范围为$V_{GSn}+V_{DSsatn}，V_{DD}$，$NMOS$ 输入的电路结构输入范围为$V_{SS}，|V_{GSp}|+|V_{DSsatp}|$，两种结构的输入范围边界仅可达到$V_{DD}$或者$V_{SS}$中的一个，另一个边界受限于电流源的饱和电压$V_{DSsat}$ 和 $V_{GS}$。

2.1基于电流倍增实现恒定跨导

(1)电路结构1：基于1:1电流镜实现恒定跨导

  如果可以有一个电路可以自动实现电路状态在N输入和P输入的切换，那么就可以实现全电压范围的输入，即使得低电压输入范围时，PMOS输入差分对工作；高电压输入范围时，NMOS输入差分对工作；输入电压在$V_{DD}/2$附近，则 $NMOS$ 和 $PMOS$ 同时工作；电路结构如图所示（左），跨导$g_m$随输入电压变化曲线如图（右）所示。

  至此完成了全电压范围的输入，下一个问题是，如何在所有电压输入时，保证电路的高增益和线性度？

  首先考虑一种情况，如果输入跨导管偏置在弱反型区，NMOS和PMOS输入差分对的总跨导可以表示为

  因此当 $NMOS$ 或 $PMOS$ 中的一个失效时，只需将另一个 $MOS$ 的电流加倍即可。电路如图所示

  其中电路共分为四个部分，从左到右依次为，偏置电路、电流切换电路、轨到轨输入级和共源共栅电流镜负载，此电路可以实现轨到轨的输入，如果需要轨到轨输出，那么输出可以采用 $classAB$ 结构，该电路电源电压1.8V，采用低阈值的 $nmosmvt2v$ 和$pmosmvt2v$ 器件搭建，其中第二级的电流源采用大尺寸，使得输入管在 $V_{DD}/2$ 的共模输入时，偏置在线性区，当输入共模电平接近高电源轨时，PMOS输入差分对关闭，$NMOS$ 电流镜开启，$PMOS$ 电流镜关闭，$PMOS$ 电流源的电流 $I_n$ 流入下面的等比例电流镜，使 $NMOS$ 输入差分对电流加倍，进而 $NMOS$ 输入管的跨导加倍。同理，当输入电流接近低电源轨时，$NMOS$ 输入差分对关闭，$NMOS$ 电流镜关闭，$PMOS$ 电流镜开启，$NMOS$ 电流源的电流 $I_p$ 流入上面的等比例电流镜，使得PMOS输入差分对的电流加倍，进而PMOS输入管的跨导加倍。

(2)电路结构2：基于1:3电流镜实现恒定跨导

  $NMOS$ 和 $PMOS$ 输入差分对的总跨导可以表示为

  为了保证切换电路切换状态总跨导$g_{m,tot}$保持不变，根据$\surd 1+\surd 1=\surd 0+\surd 4$可知，若一项为0，只需让另一项根号内的项乘以四倍即可，很明显，使电流变为原来的四倍更方便。

  为了实现电流倍增的功能，可以采用下图所示电路，电路由两个完全NP对称的结构组成，分别包含“输入差分对”和对应的 “x3电流镜” 其中 $V_{rn}$、$V_{rp}$ 是固定的参考电压，当输入共模电压 $V_{in,cm}$ 在 $V_{DD}/2$ 附近时，$NMOS$ 差分对和$PMOS$ 差分对同时工作，流过对应差分对的电流均为 $I_B$，晶体管 $M_{rn}$ 和 $M_{rp}$ 均关闭，此时“x3电流镜”不工作；随着输入共模电压 $V_{in,cm}$ 的降低，$NMOS$ 差分对关闭，$V_{in,cm}<V_{rp}$，电流 $I_B$ 完全流入$M_{rp}$ 控制的 “x3电流镜” 中，此时流入PMOS差分对管的电流变为原来的4倍；当 $V_{in,cm}$ 接近$V_{DD}$时， $M_{rn}$ 开启， $M_{rp}$ 关闭，此时 $PMOS$ 差分对关闭，流入 $NMOS$ 差分对管的电流变为原来的4倍。对应的总跨导如（右）图所示。

  没错，电路结构可以一样，不同的是偏置电路有点区别。1:3电流镜 仍然可以实现恒定跨导，仿真结果如图2.5所示。

(3)其他结构

  上述两种结构，实现轨到轨输入运放的本质是电流倍增，除了使用电流镜+开关管的结构，还可以采用齐纳二极管实现电流切换，齐纳二极管的 $V/I$ 特性如图2.6(左)所示，当齐纳二极管反向击穿时，电流将会发生突变，而二极管两端压降几乎维持恒定，如图2.6(右)所示，通过MOS管可实现类似功能，当 $V_{GS}>V_T$ 时，$I_{DS}$ 随 $V_{GS}$ 发生变化，通过合理的电路设计，可以应用到轨到轨输入的实现中。

  基于二极管特性的RTR输入放大器如图2.7所示。

  电路中作为二极管的MOS尺寸是输入跨导管的6倍，因此通过的电流也为跨导管的6倍，下面分析三种极端情况。首先，如果输入共模电压 $V_{in,cm}$ 接近 $V_{DD}/2$，此时经过跨导管的电流和MOS二极管的电流分别为 $I_B$ 和 $6I_B$ ；如果 $V_{in,cm}$ 接近 $V_{DD}$，此时PMOS跨导管关闭，这也就意味着MOS二极管支路也会关闭，此时PMOS电流源进入深线性区，NMOS电流源大小为 $8I_B$ 的电流被NMOS跨导管均分，也即NMOS跨导管的电流为 $4I_B$ ，实现了电流1:3倍增；最后，如果 $V_{in,cm}$ 接近VDD/2，同理，此时PMOS跨导管子实现了电流1:3倍增。很明显，MOS二极管的转折特性不如齐纳二极管，可以通过“源极跟随器+放大器”的对称结构，放大MOS二极管两端的电压，从而实现跨导转折可控，如图2.7（右）所示。

(4)另一种基于电流镜的RTR输入级

  根据1:1电流镜实现恒定跨导可知，处于弱反型的MOS管，其跨导正比于电流，因此在整个轨到轨共模输入范围内，维持电流恒定则可实现跨导恒定。考虑到PMOS和NMOS的衬底类型、掺杂浓度、体效应和工艺差异，实际要考虑器件的因子 $n$，处于弱反型区的NMOS和PMOS跨导可以表示为：

  考虑到n因子后，为实现恒定跨导，需要在电流上补偿 $n$ 因子的差异，电路如图2.8所示

  仍然考虑三种情况。

  ① 输入共模电压 $V_{in,cm}$ 接近 $V_{ref}$ 时，NMOS电流源$4I_B$的电流，其中 $2I_B$ 流向电流反馈环路中，所以NMOS跨导管流过的电流为 $I_B$，PMOS跨到管流过的电流为 $(n_n/n_p)\ast I_B$；
  ② 当 $V_{in,cm}$ 接近$V_{DD}$时，PMOS输入管关闭，$4I_B$的电流全部流入NMOS跨导管，实现电流倍增，跨导稳定；
  ③ 当 $V_{in,cm}$ 接近 $V_{SS}$时，NMOS输入管关闭，$4I_B$ 的电流全部流入电流反馈环中，流过PMOS输入管的电流为$(n_n/n_p)\ast 2I_B$实现电流倍增，跨导稳定；

(5)基于电流反馈环路的RTR输入级

  该结构同样要求晶体管工作在弱反型区，通过电流反馈环路使通过 $PMOS$ 输入管和 $NMOS$ 管的的总电流保持恒定，从而确保总跨导恒定。电流反馈环如图2.9所示。

  通过将 $I_{Bn}+(n_n/n_p)\ast I_{Bp}$ 与 $4I_B$ 比较，误差电流对Cc充电后，获得稳定的控制信号 $V_S$ ，随后 $V_S$ 和反相后的 $V_S$ 分别控制 $PMOS$ 电流源和 $NMOS$ 电流源，调整其电流大小，最终保持 $I_{Bn}+(n_n/n_p)\ast I_{Bp}=4I_B$。通过“复制”的方式获得每个输入对的总电流，如图2.10所示。

  其中左边的互补差分对是有效放大器的部分，而右边则是复制电流源，其作用仅仅是为了产生一个理想偏置电流，一个电路实例如图2.11所示。

  电路最左边是电流求和电路，通过将“复制偏置电路”的电流2IBn+(nn/np)*2IBp与4IB比较，获得的控制信号调节复制管电流源的栅极，最终维持 $2I_{Bn}+(n_n/n_p)\ast 2I_{Bp}=4I_B$ ，实际放大器的电流源取自相同的控制信号，进而实现全电压范围内输入跨导维持恒定，实现轨到轨输入级。该方式不接触放大器的敏感节点，是一种较为理想的方式。

(6)基于双环结构的RTR输入级

  根据电源电压的高低，电路可能有两种情况。

  第一种情况：$V_{in,cm}$ 接近 $V_{DD}$ 和 $V_{SS}$ 时，$NMOS$ 和 $PMOS$ 差分对仅有一个工作；$V_{in,cm}$ 接近 $V_{DD}/2$ 时，NMOS和PMOS差分对全部正常工作。此时NMOS和PMOS差分对的工作切换过程分别发生在 $V_{DD}/2$ 两侧，此时$g_m$的波形如图2.12（左）所示。

  第二种情况：$V_{in,cm}$ 接近 $V_{DD}$ 和 $V_{SS}$ 时，$NMOS$ 和 $PMOS$ 差分对仅有一个工作；$V_{in,cm}$ 接近$V_{DD}/2$ 时，$NMOS$ 和 $PMOS$ 差分对恰好处于工作切换区域，此时$g_m$ 的波形如图2.12（右）所示。

  很明显后者拥有更小的 $g_m$ 波动，但实际情况是，电源电压往往不能随意指定，为了使电路呈现处第二种情况，使“内部电源”自动保持在准确的交叠状态，如图2.13所示。

  为了实现 $P/N$ 准确交叠，可以通过反馈实现，通过一个低压差稳压器保证最小内部电源电压，即 $V_{DD}=V_{GSn}+V_{DSsatn}+V_{GSp}+V_{DSsatp}$ ，电路如图2.14所示。

  电路中电流偏置 $I_{Bn}$ 和 $I_{Bp}$ 来自于另一个反馈环路，可以确保 $NMOS$ 和 $PMOS$ 跨导管恰好工作在一半电流状态，这样生成的电源电压才是预期的电源电压，如图2.14所示。

  至此，通过电流反馈环路和电压反馈环路结合的双环结构，便可获得可以使P/N跨导管准确交叠的电源电压，再通过如前文所示的轨到轨输入级，保证电流和跨导在整个输入范围保持均衡即可，一个电路如图2.15所示

(7)其他结构

  略，篇幅略长。但是内容略多且复杂，后续有需要再深入。